Grundsätzlich haben Sie viel zu viel Verstärkung in Ihrer Rückkopplungsschleife, zusammen mit genügend Phasenverschiebung, um einen sehr schönen ~ 50-kHz-Oszillator zu erzeugen.

Zunächst würde ich vereinfachen die Schaltung durch Eliminieren des MOSFET Q1; Stattdessen würde ich in Betracht ziehen, die Eingänge des LM393 zu tauschen und seinen Open-Collector-Ausgang zu verwenden, um den Vref-Knoten direkt anzusteuern. Zweitens würde ich eine erhebliche Menge an negativer Rückkopplung um den LM393 hinzufügen, zusammen mit einem Kondensator, um den Frequenzgang abzurollen. Sie benötigen wirklich nicht viel Bandbreite in Ihrem Regelkreis für ein Batterieladegerät - eine Batterie ist keine hochdynamische Last.

Bearbeiten Sie # 1 mit Kommentaren:

Ich verstehe, wie man den Spannungshub an Vsense begrenzt. Dafür sind R1 und R2 da. Ich sage, eliminiere Q1 und R3 und verbinde den LM393 mit der Verbindung von R1 und R2. Anschließend müssen Sie die Eingänge des LM393 austauschen, um die korrekte Polarität der Rückkopplung beizubehalten.

Bei negativer Rückkopplung schließen Sie einfach einen Kondensator zwischen Pin 1 und 2 des LM393 an. Da Pin 2 jetzt mit Ihrer Referenzquelle verbunden ist, benötigen Sie auch einen Widerstand zwischen C7 und Pin 2. Zusammen rollen diese Komponenten den Frequenzgang des Komparators ab. Ich würde mit Werten wie 10K und 100 nF beginnen, was eine Eckfrequenz von ungefähr 160 Hz ergibt. Ich weiß nicht, ob dies ausreicht, um das System stabil zu machen, aber es bringt Sie zumindest in die richtige Richtung.

Bearbeiten Sie Nr. 1, zusätzliche Gedanken:

Machen wir einen Moment einen Schritt zurück. Wenn wir PWM_Vset für den Moment ignorieren, müssen wir wirklich die 200 mV, die über dem Erfassungswiderstand auftreten, in die 1,221 V übersetzen, die der Regler an seinem Vsense-Pin erwartet. Dies erfordert einen einfachen nichtinvertierenden Verstärker mit einer Verstärkung von etwas mehr als 6.

Basierend auf der neuen Schaltung wäre es ein interessantes Experiment, C7 kurzzuschließen und R3 auf 51 K zu reduzieren (Verstärkung = 6,1) und zu prüfen, ob der Regler jetzt stabil ist. Wenn dies der Fall ist, können wir überlegen, wie der Sollwert einstellbar gemacht werden kann.

Ihr Kontrollschema verwirrt mich.

U3A ist ein LM393. Ein Komparator. Der Ausgang ist entweder hochohmig oder geerdet.

Der TPS5430 soll eine analoge Spannung an Pin 4 aufnehmen und eine interne Referenz von 1,221 V und einen internen Fehlerverstärker zur Erzeugung von PWM verwenden. Sie haben Vsense an 2,5 V gebunden. Wenn also Q1 ausgeschaltet ist, geht das Tastverhältnis auf Null (Sense> Referenz) und wenn es eingeschaltet ist, wird es bei einer durch die interne Kompensation gesteuerten Anstiegsrate auf Maximum (Sense <-Referenz) gesetzt.

Sie steuern im Wesentlichen einen analogen Pin mit einem digitalen Signal - dies ist eine schwierige Vorgehensweise.

Sie haben auch keine Hysterese am Komparator, sodass der Ausgang möglicherweise funktioniert Rattern Sie, wenn die Eingänge nahe beieinander liegen.

Ihre Vorstellung, mit dem DAC eine Referenzspannung zu erstellen und die Ausgangsspannung (und den Strom) zu steuern, ist gültig und korrekt. Was Sie wirklich brauchen, ist ein Buck-Controller, mit dem Sie auf den internen Fehlerverstärkerausgang zugreifen können, sodass Sie Ihre Komparatorschaltung durch einen tatsächlichen Fehlerverstärker (unter Umgehung des internen) ersetzen und eine Regelung mit der von Ihnen benötigten Kompensation haben können.

(Sie richten den Buck-Controller so ein, dass der interne Fehlerverstärker immer hoch ist, und binden dann Ihren externen Verstärker daran, damit er das Signal herunterziehen und den Arbeitszyklus steuern kann.)

BEARBEITEN: Ihre überarbeitete Lösung wird funktionieren. Das Ersetzen des Komparators durch einen Operationsverstärker-Fehlerverstärker zum Einstellen des externen Betriebspunkts ist ein guter Kompromiss. Sie speisen im Wesentlichen eine Schleife (die interne Kompensation des Buck) mit dem Ausgang einer anderen Schleife (Ihres externen Fehlerverstärkers), aber das ist der Preis, den Sie mit einem dieser winzigen Buck-Steuerchips mit integriertem Feedback zahlen. Ich würde mit Lastschritten experimentieren, um festzustellen, ob der Ausgang oszillierende Tendenzen aufweist, nur um sicherzustellen, dass keine Instabilität möglich ist.

Die Lösung für dieses Problem ist eine Kombination der beiden Antworten von Dave Tweed und Madmanguruman. Vielen Dank.

Ich habe den Komparator LM393 durch einen LM358 ersetzt, der zumindest in Digi-Key fast den gleichen Preis hat. $ 0.0797 für LM358 und $ 0.0756 für LM393, beide in 100 Mengen.

Ich habe auch eine negative Rückkopplung mit einem Kondensator hinzugefügt, damit der Ausgang hochfährt langsam genug, damit TPS5430 die Buck-Regulierung steuern kann. Oh, und vergessen wir nicht, dass ich die Eingangsstifte vertauscht habe.

Die Testergebnisse sind großartig. Ich habe versucht, die Last zu treten, keine Probleme. Ich habe auch den Ausgang kurzgeschlossen oder sehr wenig (weniger als einen halben Ohm) Widerstand angelegt und wieder kein Problem.

Bei einer 5-Ohm-Last bei 1A beträgt der Wirkungsgrad etwa 91%. Bei einem 2A-Strom bei gleicher Last liegt der Wirkungsgrad bei 90%. Das Ausgangsrauschen beträgt etwa 60 mV von Spitze zu Spitze. Ich bin ziemlich zufrieden mit den Ergebnissen. Mein Ziel ist es nun, auch einen Spannungsregelungsmechanismus hinzuzufügen, damit ich das Li-Ionen-Laden implementieren kann. Hier ist das neueste Schema: